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EMI和干擾調(diào)試經(jīng)驗

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EMI和干擾調(diào)試經(jīng)驗

電源適配器EMI和干擾

在我接觸EMI前，很多電源適配器工程師以他們有豐富的EMI調(diào)試經(jīng)驗來鄙視我們這些菜鳥，搞的我一直以為EMI是門玄學，也有很多人動不動就拿EMI出來嚇人。我想說電源適配器EMI確實很難理解，很難有精確的紙面設計，但是通過研究我們還是能知道大概趨勢指導設計，而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。

這就是我們電源適配器工程師外出機構做測試的實驗室~



    我先給出結論，電源適配器EMI確實和開關頻率不成線性關系，某些開關頻率下，EMI濾波器的轉折頻率較高，但是總體趨勢而言，是開關頻率越高，電源適配器EMI體積越?。?        
    我知道很多人開始噴我了，怎么可能，di/dt和dv/dt都大了，怎么可能EMI濾波體積還小了。我想說一句，共模和差模濾波器的沒有區(qū)別，相同的截止頻率下，高頻的衰減更大！就算你高頻下共模噪聲越大，但是你的記住，這個頻率下LC濾波器的衰減更大，想想幅頻曲線吧。為了說明這個結論，我給出一些定量分析結果。這些EMI分析均基于AC/DC三相整流，拓撲為維也納整流。我分別給出了1Mhz和500Khz的共模噪聲，可以看出，500khz共模濾波器需要的截止頻率為19.2kHz，1MHz為31.2kHz。




    這張圖給出了不同頻率下共模和差模濾波器轉折頻率的關系，可以看出，一些低頻點EMI濾波器體現(xiàn)出了非常好的特性。例如70Khz，140Khz。而這兩個開關頻率是工業(yè)界常用的兩個開關頻率，非常討巧，因為EMI噪聲測試是150KHz到30MHz。不過這個也與拓撲有關。


    以上數(shù)據(jù)均基于仿真，雖然不能精確的反應EMI噪聲的大小，但是趨勢肯定是正確的。說了這么多，我只想表明，開關頻率的選取相當有學問。如果要以高功率密度為設計指標，開關頻率并不是越高越好，而是有一個最佳轉折點。下面2張圖給出了維也納整流器和BUCK-type整流器的功率密度趨勢，可以看出，最佳功率密度點不是一個開關頻率。對那些拍著腦瓜選開關頻率，解決EMI問題并且鄙視過我的老工程師，我還是懷有很大敬意的，但是我想說的是，如果真正想設計一臺最高功率密度的變換器，詳細的考證是值得的，還不是單純依靠經(jīng)驗，況且經(jīng)驗背后也是一定有理論支持。



    我不禁問個問題，都有EMI濾波器，EMI噪聲都符合標準，為啥高頻干擾大。難道大家在實際工程遇到高頻干擾是個假象？不是的，舉一個非常簡單的例子，剩下的自己思考吧。        
    在輸入電壓較高的場合中，一般開關管驅(qū)動的都需要隔離。我們知道隔離后一端的地一般要接到懸浮開關管的源端，一般這一點的電平是跳變的，以氮化鎵晶體管為例，這點電壓變化率可以達到140kV/us。而隔離芯片前一端的地是與控制地連接的，你隨便看看隔離模塊電源的手冊，原副邊耦合的寄生電容一般在60pF左右，也是就說在高速開關瞬間，會產(chǎn)生大約6A的電流從副邊的地通過電容耦合到原邊，原邊的地電平肯定瞬間產(chǎn)生尖峰，整個控制系統(tǒng)產(chǎn)生強烈的干擾。所以做高頻的時候，隔離電源的地線千萬不要平行的鋪在2層PCB中，干擾效果會更加強烈。
    同時選隔離芯片的時候也需要注意一個參數(shù)叫做CM transient immunity（肯定會給的），這個參數(shù)最好大于開關瞬間，橋臂中點電平的變化速率。光耦隔離這個參數(shù)一般在30kV/us，磁耦在35kV/us，電容耦合在50kV/us（是不是絕望了，都比氮化鎵低，硅器件一般在10kV/us,Sic 30kV/us）。


    還有很多細節(jié)可以引起干擾，不過真的不是EMI噪聲做的孽。           
我先簡單的把以上內(nèi)容總結一下： 
電源適配器不是開關頻率越高，功率密度就越高，目前這個階段來說真正阻礙功率密度提高的是散熱系統(tǒng)和電磁設計（包括EMI濾波器和變壓器）和功率集成技術。
慎重選擇開關頻率，開關頻率會極大的影響整個變化器的功率密度，而且針對不同器件，拓撲，最佳的開關頻率是變化的。
 高頻確實產(chǎn)生很多很難解決的干擾問題，往往要找到干擾回路，然后采取一些措施。
為了繼續(xù)維持電力電子變換器功率密度的增長趨勢，高頻肯定是趨勢。只是針對高頻設計的電力電子技術很不成熟，相關配套芯片沒有達到要求，一些高頻的電源適配器電磁設計理論不完善和精確，使用有限元軟件分析將大大增加開發(fā)周期。


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| 發(fā)布時間：2018.06.20    來源：電源適配器廠家
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