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電源適配器反激電流饋電推挽拓撲

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電源適配器反激電流饋電推挽拓撲

電源適配器拓撲如圖所示。它由一個反激電源適配器變壓器和一個推挽逆變電路串聯(lián)組成。該電源適配器電路有很多Buck電流饋電推挽電路如圖所具有的優(yōu)點，而且它不需要脈寬調(diào)制晶體管（Q5）所以其損耗更小、成本更低體積更小、可靠性更高。
電路初看起來有點怪，因為輸出端沒有LC濾波器。輸出端只是二極管和電容電路，它輸出峰值電壓而非平均電壓，那么在輸入和負載變化時如何調(diào)整輸出電壓呢？答案是可通過調(diào)整們1中心抽頭電壓，從而保持V基本不變來實現(xiàn)，即通過調(diào)節(jié)Q1和Q2的導(dǎo)通時間來保持輸出電壓恒定。由于該電路輸出電壓等于（N／N）V。，反饋環(huán)檢測輸出電壓V。調(diào)制Q1和Q2的脈寬，以保持V。進而保持輸出電壓恒定。Q1和Q2的導(dǎo)通時間和輸出電壓的關(guān)系將在下面進行討論。
該電路同樣保持有電流饋電技術(shù)的主要優(yōu)點，即只有一個輸入電感而沒有輸出電感，所以它同樣適合于有高壓輸出的多路輸出場合。此外，由于反激變壓器初級電感有很大的阻抗，電壓饋電推挽拓撲的磁通不平衡間題將不會導(dǎo)致變壓器飽和、品體管損壞。該電路通?？捎糜?~2kW的功率等級。

圖是反激電流饋電推挽拓撲的兩種不同的結(jié)構(gòu)。圖中T2次級通過二極管D3和輸出相連；而圖中此二極管與輸入相連。如果二極管接到V。，將使輸出紋波電壓最小；如果二極管接到V，將使輸入紋波電流最小。先看圖所示的電路結(jié)構(gòu)，其中二極管與輸出相連。
圖所示的電路可以工作在兩種不同的模式下。第一種模式是Q1和Q2在任何直流輸入電壓下都不允許重疊導(dǎo)通。第二種模式是Q1和Q2會在某些特定的直流輸入電壓范圍內(nèi)重疊導(dǎo)通。當(dāng)輸入電壓變化時，電路可在反饋環(huán)路的作用下進行兩種模式的切換。
在非重疊導(dǎo)通模式下，中心抽頭電壓V要低于直流輸入電壓（類似Buck調(diào)整器的工作原理）；而在重疊導(dǎo)通模式下，中心抽頭電壓V要高于直流輸入電壓（類似Bot調(diào)整器的工作）。所以在非重疊導(dǎo)通模式下，V相對較低，Q1和Q2的電流在給定輸入功率下就會較大。但是較低的V會使Q1和Q2的關(guān)斷電壓應(yīng)力較小。在重疊導(dǎo)通模式下，V高于V，Q1和Q2的電流在給定功率輸入下就會較小，但是電壓應(yīng)力會較大。

（a）反激電流饋電推挽拓撲（ Weinberg電路；參考文獻2））。電路由pwM推挽變換器與反激變壓器串聯(lián)構(gòu)成。由于它不需要輸出電感面只需要一個輸入的反激變壓器T2，所以特別適合作為含一個或多個高壓輸出的多輸出電源適配器。由于T2初級呈現(xiàn)高阻抗使電路成為電流饋電式，從而使該電路具有圖5。18所示電路所有的優(yōu)點。如圖所示，T2次級被鉗位于v。開關(guān)管Q1、Q2可工作于交替導(dǎo)通時保留死區(qū)狀態(tài)，也可工作于重疊導(dǎo)通狀態(tài)。與圖5。18所示的電路相比，該電路的優(yōu)點是無需輸入開關(guān)管。該電路輸出功率通常為1~2kW。（b）該電路與圖5。19（a）所示的電路基本相同，只是反激變壓器次級鉗位于V，從而降低了輸人電流紋波（輸出電壓紋波增大）。

通常，這種電路在整個輸入電壓范圍內(nèi)，不是只工作在一種模式。即當(dāng)輸入電壓從最小值變化到最大值過程中，占空比大于0。5時，它工作在重疊模式；占空比小于0。5時，它工作在非重疊模式。因此，在輸入電壓大范圍波動的場合，這種組合工作方式比只工作在一種模式下更合理。

反激電流饋電推挽拓撲中不存在磁通不平衡問題
因為高阻抗的電流饋電UL電源適配器向推換變壓器提供能量，所以這種拓撲的磁通不平衡問題并不嚴(yán)重。
電流饋電性質(zhì)來自于與T中心抽頭串聯(lián)的反激變壓器T2，m2的勵磁電感對輸入電流呈現(xiàn)高阻抗。

在傳統(tǒng)電壓饋電推挽變換器中，不平衡的伏秒數(shù)會產(chǎn)生磁通不平衡。變壓器磁心工作點會逐漸偏離磁滯回線原點而趨于飽和。由于電壓源內(nèi)阻很低，2中心抽頭的電流無法限制，而電壓源卻始終保持高壓，使得磁心將更加飽和，最后阻抗消失而使晶體管電流極劇增加。此時，承受高電壓大電流的晶體管將立即損壞。
而從圖可見，由于T2的N繞組呈現(xiàn)很高的阻抗，T磁心趨于飽和時，電流增大將引起V電壓下降，從而伏秒數(shù)減小，可防止磁心完全飽和。
所以，高阻抗的N并不能完全防止磁通飽和。在最壞的情況下，它可能使磁心工作于接近磁滯回線的拐點，但這足以防止晶體管電流持續(xù)上升至損壞。因此，推挽電路磁通不平衡的問題在這個電路中并不嚴(yán)重。


反激電流饋電推挽拓撲可減小推挽晶體管電流
傳統(tǒng)的電壓饋電PWM推挽電路，鑒于輸入電壓源的低阻抗，必須要保留半個周期的20%作為死區(qū)時間以防止共通。這會導(dǎo)致相同的輸出功率下，晶體管需承受更高的峰值電流（平均電流與輸出功率成正比）。但這種死區(qū)時間是必需的，如果Q1和Q2同時導(dǎo)通，則晶體管會同時承受高電壓和大電流，最終損壞。
但是在反激電流饋電推挽拓撲中，由于Np的高阻抗特性，即使兩個晶體管在瞬態(tài)或故障情況下同時導(dǎo)通（如輸入電壓異常低或晶體管存儲時間異常長）也不會出現(xiàn)什么問題。如果同時導(dǎo)通，V會馬上下降到零，而推挽輸入電流會被T2的初級電感限制。
這樣，即使工作在非重疊模式也無需設(shè)置死區(qū)時間。偶爾由存儲時間造成的共通也只是將V降為零，不會出現(xiàn)問題。沒有死區(qū)時間使該拓撲在相同的輸出功率和輸入電壓下開關(guān)管峰值電流減少20%。另外，與前面討論的重疊時間（因晶體管存儲時間而造成）很短的重疊模式不同，反激電流饋電拓撲重疊時間可以占其半周期的較大比例。

插墻式充電器反激電流饋電推挽拓撲非重疊導(dǎo)通模式的基本工作原理
該電路的工作原理可通過觀察圖中的電壓和電流波形來理解。
首先假設(shè)Q1和Q2的導(dǎo)通壓降很小且可以忽略。若考慮其1V的實際壓降，反而會使設(shè)計方程復(fù)雜，影響對電路工作原理的理解。也假設(shè)D1、D2和D3的導(dǎo)通壓降相同，均為V。
如圖所示，Q1或Q2導(dǎo)通時，對應(yīng)的次級電壓為（V+V）。這樣，們中心抽頭的電壓為（N／N）（V+V），如圖所示。N／N。的選擇應(yīng)使V等于最低交流輸入下整流電壓紋波谷值的75%。
這樣，任意一個品體管導(dǎo)通時，N的同名端電壓相對于異名端均為負，電流經(jīng)輸入電感流人們中心抽頭，其電壓為V。圖為流過們中心抽頭的電流波形。這些電流波形與前面討論的連續(xù)模式下Buck調(diào)整器電路的電流波形一致，呈階梯斜坡形狀。
導(dǎo)通的品體管關(guān)斷時，N的同名端電壓變正，以維持L，電流恒定。N的同名端同樣變正，直到D3正向?qū)ㄊ筃電壓鉗位于V。若使衛(wèi)的比N／N與T的匝比N／N（以后稱為N）相等，則折算到衛(wèi)2初級的電壓為N（V+V）。這樣當(dāng)任意一個晶體管關(guān)斷時，V將升高到V+N（V+V）]直到另一個品體管也導(dǎo)通，如圖所示。根據(jù)圖可以計算電路輸出電壓和導(dǎo)通時間之間的關(guān)系。

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| 發(fā)布時間：2019.02.13    來源：電源適配器廠家
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